提供一种频率误差检测装置。根据实施例,包括:已知信号提取电路,从接收信号提取已知信号;分散配置电路,将已知信号在固定区间中分散配置;变频电路,将该分散输出变换为频域信号;延迟检波电路,对该频域信号延迟检波,算出相位变动量;序列发生电路,发生与上述已知信号相同的序列;分散配置电路,将该已知信号在固定区间中分散配置;变频电路,将该分散输出变换为频域信号;延迟检波电路,对该频域信号延迟检波,算出邻接频率分量间的相位变动量;相关运算电路,在2个延迟检波输出间获得相关值;峰值检测电路,检测相关值中一个以上电力大的峰值,获得从基准值的频率误差。
1.一种频率误差检测装置,其特征在于,包括:已知信号提取电路,对插入周期变化的已知信号的接收信号提取已知信号;第1分散配置电路,将上述已知信号提取电路提取的已知信号在固定区间中分散配置;第1变频电路,将上述第1分散配置电路的输出变频,变换为频域信号;第1延迟检波电路,通过对上述第1变频电路的输出即频域信号进行延迟检波,算出邻接频率分量间的相位变动量;序列发生电路,发生与上述周期变化的上述已知信号相同的序列;第2分散配置电路,将上述序列发生电路发生的已知信号在固定区间中分散配置;第2变频电路,将上述第2分散配置电路的输出变频,变换为频域信号;第2延迟检波电路,通过对上述第2变频电路的输出即频域信号进行延迟检波,算出邻接频率分量间的相位变动量;相关运算电路,输出上述第1延迟检波电路的输出和上述第2延迟检波电路的输出的相关值;峰值检测电路,检测上述相关值中一个以上电力大的峰值,算出与基准值的差,作为频率误差输出。
2.权利要求1所述的频率误差检测装置,其特征在于,至少包括以下电路之一:振幅压制电路,设置在上述第1变频电路和上述第1延迟检波电路之间,与根据上述第1变频电路的输出即频域信号算出的阈值比较,压制信号的振幅,向上述第1延迟检波电路输出;平均化电路,设置在上述第1延迟检波电路和上述相关运算电路之间,将上述第1延迟检波电路的输出按帧单位平均化,向上述相关运算电路输出;输出选择电路,从来自上述峰值检测电路的、不同时间的上述接收信号检测的2个以上的上述频率误差选择并输出。
3.权利要求1所述的频率误差检测装置,其特征在于,上述第1分散配置电路及第2分散配置电路将分散配置的已知信号间的区间用固定值内插,或者用随机序列内插,或者复制上述已知信号提取电路提取的已知信号进行内插。
4.权利要求2所述的频率误差检测装置,其特征在于,上述振幅压制电路根据与上述阈值比较的结果,通过削减信号的振幅或者设为0来压制振幅。
5.权利要求2所述的频率误差检测装置,其特征在于,上述输出选择电路从2个以上的上述频率误差输出频度最多的上述频率误差,或者输出以规定次数以上连续检测为相同的上述频率误差的上述频率误差。
6.权利要求1所述的频率误差检测装置,其特征在于,上述第1变频电路兼用作用于将上述接收信号所包含的数据信号变频的数据用的变频电路,上述固定区间是数据用的上述变频电路的变频区间。
7.权利要求1所述的频率误差检测装置,其特征在于,还包括判别多个广播模式的模式判别电路,与判别的广播模式对应进行接收信号的频率误差检测。相关申请的交叉引用本申请基于并享受2011年3月25日申请的日本专利申请编号2011-068479的优先权,该日本专利申请的全部内容在本申请中援用。技术领域
这里的实施例涉及无线通信的接收机中的频率误差检测装置。
背景技术
广播及通信区域中,以帧等的一定长度的块单位进行数据传送。接收机检测传送数据中以帧单位存储的帧同步信号等的识别符,通过该帧同步进行帧单位的解调处理。例如,中国(中华人民共和国)地面数字广播规格的DTMB(Digitalxa0Terrestrialxa0Multimediaxa0Broadcast)中,帧由帧体(以下为FB)和帧头(以下为FH)构成。FB存储了由调制的源数据流和系统信息组合的3780个符号。另外,FH存储了伪随机噪音序列(以下称为PN序列),作为用于识别帧的已知信号。DTMB具有3个FH长度作为FH,与该3个FH长度对应地具有第1~第3广播模式。但是,存在以下技术:输入变换为频域的接收信号作为接收机的接收信号,取得变换为该频域的接收信号和插入频域的已知信号的相关,求出距离基准值的变化量,从而检测频率误差。另一方面,存在以下技术:输入变换为时域的接收信号作为接收机的接收信号,将变换为时域的接收信号变频的同时将插入时域的已知信号变频,推定该变频的已知信号在传送路径受到的失真的影响,根据该推定值对接收信号进行频率失真(频率误差)的补正。但是,DTMB中,如前述,通过将时域的接收信号变频而作为频域信号来检测频率的失真(误差)的场合,需要与时域的已知信号的长度对应的变频电路。DTMB中,作为时域的接收信号中的帧头(FH),准备了3个(符号长度420、595、945),在变频利用FH的场合,需要与该3个FH信号对应的3个变频电路和用于使符号长度3780的帧体(FB)变频的一个变频电路合计至少4种变频电路,存在电路规模大的问题。
发明内容
本发明解决的课题是提供频率误差检测装置,其通过将时域的接收信号变频而作为频域信号来检测频率的失真(误差)的场合,变频电路小即可,可减小电路规模。实施例的频率误差检测装置,其特征在于,包括:已知信号提取电路,对插入周期变化的已知信号的接收信号提取已知信号;第1分散配置电路,将上述已知信号提取电路提取的已知信号在固定区间中分散配置;第1变频电路,将上述第1分散配置电路的输出变频,变换为频域信号;第1延迟检波电路,通过对上述第1变频电路的输出即频域信号进行延迟检波,算出邻接频率分量间的相位变动量;序列发生电路,发生与上述周期变化的上述已知信号相同的序列;第2分散配置电路,将上述序列发生电路发生的已知信号在固定区间中分散配置;第2变频电路,将上述第2分散配置电路的输出变频,变换为频域信号;第2延迟检波电路,通过对上述第2变频电路的输出即频域信号进行延迟检波,算出邻接频率分量间的相位变动量;相关运算电路,输出上述第1延迟检波电路的输出和上述第2延迟检波电路的输出的相关值;峰值检测电路,检测上述相关值中一个以上电力大的峰值,算出从基准值的差,作为频率误差输出。根据上述构成的频率误差检测装置,通过将时域的接收信号变频而作为频域信号来检测频率的失真(误差)的场合,变频电路小即可,可减小电路规模。
附图说明
图1是本发明的第1实施例的频率误差检测装置的方框图。图2A及B是DTMB的帧构成和帧头构成的图。图3是帧头的变动的示图。图4A及B是分散配置电路的处理的说明图。图5是相关运算电路的处理的说明图。图6是DTMB的第1广播模式中的帧构成和FH的变动及该FH变动时的已知信号(接收PN序列)的提取处理的说明图。图7A~D是接收PN序列的分散配置的优点的说明图。图8是不将接收PN序列分散配置而变频时的频率特性H和以分散配置的状态变频时的频率特性I的说明图。图9A及B是接收PN序列的延迟检波后(相关运算前)的频率特性和参照信号的延迟检波后(相关运算前)的频率特性的一例的说明图。图10是根据时间的偏差算出频率误差的方法的说明图。图11是本发明的第2实施例的频率误差检测装置的方框图。
具体实施方式
本发明实施例的频率误差检测装置具备已知信号提取电路、第1分散配置电路、第1变频电路、第1延迟检波电路、序列发生电路、第2分散配置电路、第2变频电路、第2延迟检波电路、相关运算电路、峰值检测电路。已知信号提取电路,对插入周期变化的已知信号的接收信号提取已知信号。第1分散配置电路,将上述已知信号提取电路提取的已知信号在固定区间中分散配置。第1变频电路,将上述第1分散配置电路的输出变频,变换为频域信号。第1延迟检波电路,通过对上述第1变频电路的输出即频域信号进行延迟检波,算出邻接频率分量间的相位变动量。序列发生电路,发生与上述周期变化的上述已知信号相同的序列。第2分散配置电路,将上述序列发生电路发生的已知信号在固定区间中分散配置。第2变频电路,将上述第2分散配置电路的输出变频,变换为频域信号。第2延迟检波电路,通过对上述第2变频电路的输出即频域信号进行延迟检波,算出邻接频率分量间的相位变动量。相关运算电路,输出上述第1延迟检波电路的输出和上述第2延迟检波电路的输出的相关值。峰值检测电路,检测上述相关值中一个以上电力大的峰值,算出从基准值的差,作为频率误差输出。以下,参照附图说明本发明的实施例。本发明的实施例中,说明频率误差检测装置,其用于提取接收信号所包含的时域的已知信号,将此时域的已知信号变频,对该变频的已知信号进行与变频的已知的参照信号的相关运算,根据相关值距离基准值的偏差检测接收信号的频率误差。以下,以DTMB为例进行说明。[第1实施例]图1是本发明的第1实施例的频率误差检测装置的方框图。本实施例中,说明DTMB中的接收机中采用的频率误差检测装置。图1所示第1实施例的频率误差检测装置100具备接收信号的输入端子101、已知信号提取电路102、第1分散配置电路103、第1变频电路104、第1延迟检波电路105、序列发生电路111、第2分散配置电路112、第2变频电路113、第2延迟检波电路114、相关运算电路106、峰值检测电路107、频率误差信号的输出端子120和模式判别电路115。已知信号提取电路102,对插入周期变化的已知信号的接收信号提取已知信号。第1分散配置电路103,将已知信号提取电路102提取的已知信号在固定区间中分散配置。第1变频电路104,将第1分散配置电路103的输出变频,变换为频域信号。第1延迟检波电路105,通过对第1变频电路104的输出即频域信号进行延迟检波,算出邻接频率分量间的相位变动量。序列发生电路111,发生与上述周期变化的上述已知信号相同的序列。第2分散配置电路112,将序列发生电路111发生的已知信号在固定区间中分散配置。第2变频电路113,将第2分散配置电路112的输出变频,变换为频域信号。第2延迟检波电路114,通过对第2变频电路113的输出即频域信号进行延迟检波,算出邻接频率分量间的相位变动量。相关运算电路106,输出第1延迟检波电路105的输出和第2延迟检波电路114的输出的相关值。峰值检测电路107,检测来自相关运算电路106的相关值中一个以上电力大的峰值,算出从基准值的差,作为频率误差输出。图2A及图2B表示DTMB中的接收信号的帧构成和该帧的帧头(FH)的构成。图2A表示接收信号的帧构成,图2B表示图2A的帧的帧头的放大的构成。作为广播信号,如图2A,连续地发送多个帧。接收信号是周期地插入已知信号的帧构成的信号。DTMB的帧由帧头(FH)和帧体(FB)构成,在FH插入用于识别帧的已知信号(PN序列)。而且,FH的特征为:前半部分的序列的一部分Q和后半部分的序列的一部分R由PN序列的循环扩展构成。Q和Q’相同,R和R’也相同。另外,DTMB中,具有与作为时域的接收信号中的帧头(FH)的3个符号长度420、595、945对应的第1、第2、第3广播模式。在该第1、第2、第3广播模式中的3个不同长度的FH分别插入的已知信号(PN序列)具有符号长度255、595、511。其中的第2广播模式具有与FH和其所包含的PN序列相同的长度(即,符号长度595)。这第1、第2、第3广播模式中除了第2广播模式的第1、第3广播模式中,插入FH的PN序列对于连续地接收的规定数的帧,逐个帧地以一定的规则在FH范围内变动位置(称为FH变动)。以下的说明中,以3个广播模式中的第1广播模式(FH长为420)作为具体例进行说明。图3是FH变动中的PN序列的移动的情形。FH变动是图2B所示PN序列如图3那样逐个帧地以固有的变化量左右移动。变化量以某帧编号(记为fr#)为边界变少,在帧周期内,变化量返回0。根据该变动模式可识别帧。一般地说,帧编号fr#若设为0~M,则最大的帧编号M在3个广播模式中都不同。第1广播模式(FH长420)中,M=224。关于第1广播模式(FH长为420的场合),将由帧编号fr#0~224的225个的帧数形成的期间称为超级帧。图3的例中,PN序列从fr#0开始逐渐移动,在fr#112处成为从基准偏移最多的状态,在fr#224中,返回最初的帧编号fr#0的位置。fr#224和fr#0的内容相同,从而,fr#224和fr#0由2帧相同的PN序列发送。这里,说明模式判别电路115。本实施例的构成中,设置判别第1~第3的3个广播模式的模式判别电路115。模式判别电路115与判别的广播模式对应,控制已知信号提取电路102、第1分散配置电路103、序列发生电路111、第2分散配置电路112及峰值检测电路107,与广播模式相应地进行接收的接收信号的频率误差检测。例如分散配置时,需要广播模式的信息,因此,可以在先判定广播模式后检测频率误差。频率误差的检测和广播模式的判定无法同时进行。作为模式判别电路115的判定方法,例如,在时域用接收信号的已知信号和参照信号(3个)取得相关,将相关值最高的模式判定为广播模式的方法。从而,可接收3个广播模式的广播信号的接收机中采用的频率误差检测装置中,通过模式判别电路,可自动判别广播信号的广播模式,进行与判别的广播模式对应的频率误差检测。接着,说明图1的动作。图1中,接收信号输入已知信号提取电路102,提取接收PN序列。提取的PN序列输入分散配置电路103。分散配置电路103将图4A所示接收PN序列在图4B所示变频区间(PN序列长以上的区间)分散配置并输出。这里,变频区间是PN序列长以上的固定区间,本实施例中,设为与符号长度3780的帧体(FB)变频时使用的变频电路(图示省略)的变频区间相同的区间。图4A及图4B表示将接收PN序列分割为N个(N是例如与PN序列长相同的符号数),在未图示FB用的变频电路中的变频区间内分散配置的例子。如图4B所示,将图4A所示N个符号组成的PN序列以一个符号单位在变频区间均等分散。为第1广播模式时,N是255符号。变频区间对于任一广播模式,都固定为例如FB用的变频器的变换区间即符号数3780。从而,变频区间内分散配置的PN序列的间隔因广播模式而异。关于N个符号的接收PN序列在变频区间内以符号单位分散配置时分散的符号和符号之间的内插方法,可采用以固定值埋入的方法、以随机序列值埋入的方法、拷贝由已知信号提取电路提取的已知信号的数据的方法等。这样,通过分散配置,即使在由比PN序列长更长的变频器变频时(例如FB用的变频电路(图示省略)中的变频区间),也可以抑制不连续点(参照后述图7B)导致的不需要的高频分量。第1变频电路104对分散配置的接收PN序列采用FFT、DFT等的算法,将时域信号变换为频域信号并输出。第1延迟检波电路105算出并输出分散配置后变换为频域的接收PN序列的邻接载波间的相位差。第1延迟检波电路105输出的邻接载波间的相位差在接收PN序列相对于基准信号(PN序列)存在频率误差的场合,该相位差本身变得不同于基准的相位差而输出。另一方面,序列发生电路111发生与接收FH的PN序列同一的PN序列,作为参照信号输出。第2分散配置电路112采用与接收信号的已知信号的场合同样的方法,将参照信号在变频区间分散配置并输出。第2变频电路113对分散配置的参照信号采用FFT、DFT等的算法,将时域信号变换为频域信号并输出。第2延迟检波电路114算出并输出分散配置后变换为频域的参照信号的邻接载波间的相位差。该参照信号的邻接载波间的相位差也可以预先计算并保存利用。相关运算电路106算出并输出接收PN序列的相位差和参照信号的相位差的相关值。图5表示相关运算电路的构成及处理。相关运算电路106具备:保持参照信号Sr的多个采样值的序列保持部116;将接收PN序列Sc逐个采样地移动的同时进行保持的序列保持部117;将构成序列保持部116的m个寄存器部a1~am的各采样值和构成序列保持部117的m个寄存器部b1~bm的各采样值进行对应相乘的m个乘法器M1~Mm;将乘法器M1~Mm的m个乘法结果相加而作为相关值输出的加法器118。另外,接收PN序列侧的延迟检波输出、参照信号侧的延迟检波输出及相关值都作为频域的值而获得。图5所示的数据Sc、Sr成为变频后的波形。接收PN序列、参照信号分别变换为频域后,在进一步延迟检波后,在频域进行相关运算。该构成中,相关运算电路106将接收PN序列Sc逐个采样地移动的同时,通过进行与参照信号Sr的积和运算,获得相关值。箭头119表示移动方向。峰值检测电路107检测一个以上具有比相关值强的电力的峰值,根据与成为基准的峰值位置0的差τ算出频率误差。在峰值位置0处,接收PN序列和参照信号无频率误差,两者一致时,出现峰值。两者存在频率误差的场合,相对于图5所示Sr,从Sc偏移的状态移动到对Sc逐一采样的某固定的量(最大移动量)为止。可通过最大移动量检测的最大的频率误差变化。逐一采样地移动的同时,测定峰值成为最大为止的移动量τ。通过运算该测定的移动量τ的倒数,可算出频率误差。这里,将接收PN序列Sc以一个采样量移动时的频率误差量因每广播模式而异。接着,参照图6~图10,进一步以由图1~图5的构成中分散配置获得的优点为中心进行说明。图6说明DTMB的第1广播模式(FH长=420符号,PN序列长x=255符号)中的帧构成和FH的变动及该FH变动时的已知信号(接收PN序列)的提取处理。关于帧体FB的长度,为第1~第3广播模式共用的3780符号。FH成为图2B所示循环扩展的构成,因此,在FH的范围内即使接收PN序列如图3所示地变动,如将接收PN序列的提取范围设定在图6所示FH长的中央,则也可以提取PN序列。即,若图6所示PN序列的提取范围设定在FH长的中央,最初的帧的PN序列(用符号FH0表示)配置在FH长的中央位置,则即使从该位置使PN序列如符号FH1所示左移动,或者如符号FH2所示右移动,由于如图2B所示,在PN序列的左右两侧循环扩展的序列部分都同时移动,因此,PN序列及其循环扩展序列部分只要在上述提取范围内存在,就可以可靠地提取与PN序列等价的序列。图7A表示不将提取的接收PN序列x分散配置,而将该接收PN序列x的符号数据在FB用的变频电路的变频区间(符号长3780)从其开头分配时的、从变频后看的变频前的序列。该场合,图7A所示接收PN序列x是255的长度,3780-255(=3525)的期间成为无数据的期间,因此,用固定值0内插。这样,如不将接收PN序列x分散配置,则在有数据期间和无数据期间(固定值0的期间)之间产生不连续点。图7B中,为了视觉上容易理解不连续点,用正弦波表示有数据的期间。实际上,图7B的波形成为PN序列,因此成为0或1的2值。图7B的波形与从变频后看的变频前的波形相当,存在不连续点e、g、h。图7C表示将接收PN序列相对于FB用的变频电路的变频区间(符号长3780)分散配置的状态。图7D表示将图7C的分散配置状态的PN序列用兼用作FB用的变频电路变频后的波形,是从其变频后看的变频前的波形。图7D的二点划线所示包络线的波形中,图7B的波形出现的不连续点e、g、h(尤其是图7B所示的帧和帧的各周期间的不连续点g)消失,成为平滑的波形。图8表示未分散配置而变频时(图7A及图7B)的变频后的频率特性H和以分散配置状态变频时(图7C及图7D)的变频后的频率特性I。横轴为频率f,纵轴为电力P。在从接收PN序列x未分散配置时的变频后看的变频前的波形中,如存在不连续点(参照图7B)则变频后在本来的信号产生不需要的高频分量(图8的符号H)。反之,从变频后看的变频前的波形如图7D所示,不存在不连续点而形成平滑,这意味着变频后的波形(图8的符号I)中不需要的高频分量降低。图9A表示接收PN序列的延迟检波后(即相关运算前)的频率特性,图9B表示参照信号的延迟检波后(即相关运算前)的频率特性。延迟检波后的接收PN序列的频率特性(图9A)和参照信号的频率特性(图9B)的两者若不存在频率误差,则在该两者间进行图5所示的相关运算(积和运算)后,在图10所示时间轴上,在时间0处形成峰值P1。如图9A及图9B,相对于全部相同频率特性的状态,如图5所示,接收PN序列Sc相对于参照信号SR产生频率误差的状态下,使接收PN序列Sc逐一采样地移动(到最大峰值为止需要移动量t1)而获得峰值P2的场合,将来自如图10所示位置0的移动量T1测定为采样偏差,可根据它算出频率误差。由于在对相对于3个广播模式的不同FH长(或PN序列长)而预先确定的一种变频电路的变频区间分散配置,因此可以由一个变频电路进行处理。根据第1实施例,不依存已知信号的长度就可以以一种变频电路检测频率误差,因此电路规模削减的效果大。本实施例中,使用例如FB长3780的FB用的变频电路,进行比其短的确定的固定区间(例如255符号区间)的PN序列的变频。在该变频时,前先进行的分散配置作为防止因对变动的PN序列提取某确定的固定区间x而产生不连续点的情况的对策而进行。补充地说,在FH变动的场合,在提取的固定区间x提取的序列逐帧而异。另一方面,参照信号固定(例如图3所示fr#0的255符号的区间)。若x以图2B的方式由循环扩展生成,可以以保持连续性的方式变频,则变频后的x通过仅仅使变频后的参照信号相位移动就可以作为相同信号处理。分散配置为了以保持上述的连续性的方式变频而进行。从而,即使帧编号未知且存在FH的变动,也可以检测频率误差。[第2实施例]图11是本发明的第2实施例的频率误差检测装置的方框图。图11所示频率误差检测装置100A相对于图1的构成,不同点在于还具备振幅压制电路108、平均化电路109、输出选择电路110。振幅压制电路108设置在第1变频电路104和第1延迟检波电路105之间,与根据第1变频电路104的输出即频域信号算出的阈值比较,压制信号的振幅,向第1延迟检波电路105输出。振幅压制电路108例如从变换为频域的接收PN序列的平均电力算出阈值,压制超过阈值的瞬时电力的载波。压制方法可利用以阈值削减的方法和设为0的方法。平均化电路109设置在第1延迟检波电路105和相关运算电路106之间,将第1延迟检波电路105的输出按帧单位平均化,向相关运算电路106输出。平均化电路109例如将第1延迟检波电路105的输出用帧单位进行2帧以上平均化后输出。输出选择电路110从来自峰值检测电路107的、不同时间的接收信号检测的2个以上的频率误差选择并输出。输出选择电路110例如预先存储对多个帧算出的频率误差,从其中选择作为最终输出而输出的频率误差。作为选择方法,可考虑从多个频率误差中选择频度最高的频率误差的方法或者在连续获得规定次数相同频率误差的时刻选择该频率误差的方法。根据第2实施例,通过增加振幅压制电路,可除去单一频率的连续波产生的干扰(CW干扰)等的干扰波,因此可以提高频率误差的检测精度。通过增加平均化电路,可除去作为随机分量的噪声,改善相关值所包含的SN比,因此可提高频率误差的检测精度。通过增加输出选择电路,即使在接收信号的接收品质恶劣的场合也可以从多次检测的结果选择最可靠的输出,因此可以提高频率误差。另外,图11中,表示了对图1的装置设置振幅压制电路108、平均化电路109、输出选择电路110这3个电路的构成,但是,即使是对图1的装置设置这3个电路中的至少一个的构成,也可以获得提高频率误差的检测精度的效果。虽然说明本发明的几个实施例,但是这些实施例只是作为例示,而不是限定发明的范围。这些新实施例可以各种各样的形态实施,在不脱离发明的要旨的范围,可进行各种省略、置换、变更。这些实施例及其变形也是发明的范围、要旨所包含的,同时也是权利要求的范围所述的发明及其均等的范围所包含的。